DC/DC转换器中半导体器件的高频开关特性是主要的传导和辐射发射源。本文章系列的回顾了DC/DC 转换器的差模（DM）和共模（CM）传导噪声干扰。在电磁干扰（EMI）测试期间，如果将总噪声测量结果细分为DM 和CM噪声分量，可以确定DM和CM两种噪声各自所占的比例，从而简化 EMI 滤波器的设计流程。高频下的传导发射主要由 CM 噪声产生，该噪声的传导回路面积较大，进一步推动辐射发射的产生。
在第3部分中，我将全 面介绍降压稳压器电路中影响 EMI 性能和开关损耗的感性和容性寄生元素。通过了解相关电路寄生效应的影响程度，可以采取适当的措施将影响降至zui低并减少总体 EMI 信号。一般来说，采用一种经过优化的紧凑型功率级布局可以降低 EMI，从而符合相关法规，还可以提高效率并降低解决方案的总成本。
检验具有高转换率电流的关键回路
根据电源原理图进行电路板布局时，其中一个重要环节是准确找到高转换率电流（高 di/dt）回路，同时密切关注布局引起的寄生或杂散电感。这类电感会产生过大的噪声和振铃，导致过冲和地弹反射。图 1 中的功率级原理图显示了一个驱动高侧和低侧 MOSFET（分别为 Q1 和 Q2）的同步降压控制器。
以 Q1 的导通转换为例。在输入电容 CIN 供电的情况下，Q1 的漏极电流迅速上升至电感电流水平，与此同时，从 Q2 的源极流入漏极的电流降为零。MOSFET 中红色阴影标记的回路和输入电容（图 1 中标记为“1”）是降压稳压器的高频换向功率回路或“热”回路 。功率回路承载着幅值和 di/dt 相对较高的高频电流，特别是在 MOSFET 开关期间。
图1中的回路“2”和“3”均归类为功率 MOSFET 的栅极回路。具体来说，回路 2 表示高侧 MOSFET 的栅极驱动器电路（由自举电容 CBOOT 供电）。回路 3 表示低侧 MOSFET 栅极驱动器电路（由 VCC 供电）。这两条回路中均使用实线绘制导通栅极电流路径，以虚线绘制关断栅极电流路径。
寄生组分和辐射 EMI
EMI 问题通常涉及三大要素：干扰源、受干扰者和耦合机制。干扰源是指 dv/dt 和/或 di/dt 较高的噪声发生器，受干扰者指易受影响的电路（或 EMI 测量设备）。耦合机制可分为导电和非导电耦合。非导电耦合可以是电场（E 场）耦合、磁场（H 场）耦合或两者的组合 - 称为远场 EM 辐射。近场耦合通常由寄生电感和电容引起，可能对稳压器的 EMI 性能起到决定性作用，影响显著。
功率级寄生电感
功率MOSFET 的开关行为以及波形振铃和 EMI 造成的后果均与功率回路和栅极驱动电路的部分电感相关。图 2 综合显示了由元器件布局、器件封装和印刷电路板（PCB）布局产生的寄生元素，这些寄生元素会影响同步降压稳压器的 EMI 性能。
有效高频电源回路电感（LLOOP）是总漏极电感（LD）、共源电感（LS）（即输入电容和 PCB 走线的等效串联电感（ESL））和功率 MOSFET 的封装电感之和。按照预期，LLOOP 与输入电容 MOSFET 回路（图 1 中的红色阴影区域）的几何形状布局密切相关。
与此同时，栅极回路的自感 LG 由 MOSFET 封装和 PCB 走线共同产生。从图 2 中可以看出，高侧 MOSFET Q1 的共源电感同时存在于电源和栅极回路中。Q1 的共源电感产生效果相反的两种反馈电压，分别控制 MOSFET 栅源电压的上升和下降时间，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，这样通常会增加开关损耗，因此并非理想方法。
功率级寄生电容
公式 1 为影响 EMI 和开关行为的功率 MOSFET 输入电容、输出电容和反向传输电容三者之间的关系表达式（以图 2 中的终端电容符号表示）。在 MOSFET 开关转换期间，这种寄生电容需要幅值较高的高频电流。
公式 2 的近似关系表达式表明，COSS 与电压之间存在高度非线性的相关性。公式3给出了特定输入电压下的有效电荷 QOSS，其中 COSS-TR 是与时间相关的有效输出电容，与部分新款功率 FET 器件的数据表中定义的内容一致。
图2中的另一个关键参数是体二极管 DB2 的反向恢复电荷（QRR），该电荷导致 Q1 导通期间出现显著的电流尖峰。QRR取决于许多参数，包括恢复前的二极管正向电流、电流转换速度和芯片温度。一般来说，MOSFET QOSS 和体二极管 MOSFET QOSS 会为分析和测量过程带来诸多难题。在 Q1导通期间，为Q2的 COSS2 充电的前沿电流尖峰和为 QRR2 供电以恢复体二极管 DB2前沿电流尖峰具有类似的曲线图，因此二者常被混淆。
EMI 频率范围和耦合模式
表 1 列出了三个粗略定义的频率范围，开关模式电源转换器在这三种频率范围内激励和传播 EMI [5]。在功率 MOSFET 开关期间，当换向电流的转换率超过 5A/ns 时，2nH 寄生电感会导致 10V 的电压过冲。此外，功率回路中的电流具有快速开关边沿（可能存在与体二极管反向恢复和 MOSFET COSS 充电相关的前沿振铃），其中富含谐波成分，产生负面影响严重的 H 场耦合，导致传导和辐射 EMI 增加。
噪声耦合路径主要有以下三种：通过直流输入线路传导的噪声、来自功率回路和电感的 H 场耦合以及来自开关节点铜表面的 E 场耦合。
转换器开关波形分析建模
如第 2 部分所述，开关节点电压的上升沿和下降沿分别是非隔离式转换器中 CM 噪声和 E 场耦合的主要来源。在EMI 分析中，设计者zui关注电源转换器噪声发射的谐波含量上限或“频谱包络”，而非单一谐波分量的幅值。借助简化的开关波形分析模型，我们可以轻松确定时域波形参数对频谱结果的影响。
为了解与开关节点电压相关的谐波频谱包络，图 3 给出了近似的时域波形。每一部分均由其幅值（VIN）、占空比（D）、上升和下降时间（t 和 tF）以及脉宽（t1）来表示。其中，脉宽的定义为上升沿中点与下降沿中点的间距。
傅立叶分析结果表明，谐波幅值包络为双 sinc 函数，转角频率为 f1 和 f2，具体取决于时域波形的脉宽和上升/下降时间。对于降压开关单元的各个输入电流波形，可以应用类似的处理方法。测得的电压和电流波形中相应的频率分量可以表示开关电压和电流波形边沿处的振铃特性（分别由寄生回路电感和体二极管反向恢复产生）。
一般来说，电感LLOOP会增加 MOSFET 漏源峰值电压尖峰，并且还会加剧开关节点的电压振铃，影响 50MHz 至 200MHz 范围内的宽带 EMI。在这种情况下，zui大限度缩减功率回路的有效长度和闭合区域显得至关重要。这样不仅可减小寄生电感，而且还可以减少环形天线结构发出的磁耦合辐射能量，从而实现磁场自消除。
稳压器输入端基于回路电感比率发生传导噪声耦合，而输入电容 ESL 决定滤波要求。减小LLOOP会增加输入滤波器的衰减要求。幸运的是，如果降压输出电感的自谐振频率（SRF）较高，传导至输出的噪声可降至zui低。换言之，电感应具有较低的有效并联电容（EPC），以便在从开关节点到 VOUT 的网络中获得较高的传输阻抗。此外，还会通过低阻抗输出电容对输出噪声进行滤波。
等效谐振电路
根据图 4 所示的同步降压稳压器时域开关节点的电压波形可知，MOSFET 开关期间传输的寄生能量会激发 RLC 谐振。右侧的简化等效电路用于分析 Q1 导通和关断时的开关行为。从电压波形中可以看出，上升沿的开关节点电压明显超出 VIN，而下降沿的开关节点电压明显低于接地端（GND）。
振荡幅值取决于部分电感在回路内的分布，回路的有效交流电阻会抑制随后产生的振铃。这不仅为 MOSFET 和栅极驱动器提供电压应力，还会影响宽带辐射 EMI 的中心频率。
根据图 4 中的上升沿电压过冲计算可得，振铃周期为 6.25ns，对应的谐振频率为 160MHz。此外，将一个近场 H 探头直接放在开关回路区域上方也可以识别该频率分量。利用计算型 EM 场仿真工具，可以推导出与高频谐振和辐射发射相关的部分回路电感值。不过，还有一种更简单的方法。这种方法需要测量谐振周期 TRing1 并从 MOSFET 数据表中获取输入电压工作点的 COSS2后利用公式 4 计算总回路电感。
